Линеаризованный активный смеситель

Вторник , 4, Июль 2006 Комментарии к записи Линеаризованный активный смеситель отключены

Описываемый метод позволяет улучшить характеристики двухбалансного активного смесителя по интермодуляционным составляющим путем введения отрицательной обратной связи, снижая таким образом нелинейность активных элементов. В результате по своим характеристикам двухбаланснай активный смеситель становится сравним с такими ранее известными схемами1,2 смесителей как кольцевой диодный смеситель и смеситель на мощных ключевых полевых транзисторах с изолированным затвором (MOSFET).

Введение

Смесители и модуляторы являются важной составной частью при построении радиочастотных систем связи. Для реализации таких необходимых в системах связи функций как преобразование частоты, модуляция и демодуляция применяется много различных схем смесителей, построенных с применением диодов, мощных ключевых полевых транзисторов с изолированным затвором (MOSFET), двух-затворных полевых транзисторов, а также разработанное в своё время Барри Джильбертом (Barrie Gilbert) и очень популярное так называемое «транзисторное дерево» или «Джильбертовская ячейка» (Gilbert Cell). Но во всех этих схемах нелинейность используемых полупроводниковых приборов, прямо или косвенно, вызывает искажения при взаимодействии в смесителе двух или более различных сигналов – феномен, известный профессионалам как возникновение интермодуляционных искажений (IMD – intermodulation distortion).

Источники возникновения интермодуляционных искажений — это предмет отдельной дискуссии, которой много уделено внимания в специальной литературе, и продолжение которой не является предметом данной статьи. Точнее, вниманию читателя будет предложено краткое обсуждение двух наиболее известных схем построения смесителей, таких как кольцевой диодный смеситель и «транзисторное дерево», для выявления их основных характеристик и последующего сравнения с упомянутой ранее новой схемой смесителя с отрицательной обратной связью, в котором неискаженность полезного сигнала может быть достигнута путем применения несложной схемотехники отрицательной обратной связи, известной по схеме транзисторного усилителя с параллельной отрицательной обратной связью по напряжению, существенно улучшающей характеристики смесителя по интермодуляционным составляющим 3-го порядка (IIP3) и точке компрессии (P1dB).

Кольцевой диодный смеситель

Кольцевые диодные смесители стали применяться с началом широкого использования полупроводниковых диодов в конце 1940-х годов и нелинейность их характеристики сразу стала очевидной3,4. Этот феномен до сих пор продолжает быть объектом пристального изучения в специальной литературе 5,6,7.

Построение кольцевого диодного смесителя класса I иллюстрирует схема на рис.1. Здесь четыре диода соединены в кольцо и попеременно переключаются в состояние «ВКЛ.» и «ВЫКЛ.» подаваемым с гетеродина (local oscillator – LO) сигналом.

Кольцевой диодный смеситель.

Рис.1. Типичный кольцевой диодный смеситель класса I.

Требуемая для нормальной работы такого смесителя мощность сигнала гетеродина обычно составляет +7 dBm, для схем кольцевых диодных смесителей последующих классов требуемая мощность сигнала гетеродина достигает +17 dBm и более, что обусловлено стремлением к более высоким качественным показателям по интермодуляционным составляющим.

С целью последующего сравнительного анализа рассмотрим качественные характеристики по интермодуляционным составляющим и точке компрессии распостраненного кольцевого диодного смесителя класса I типа SBL-1, производимого фирмой Mini-Circuits. Этот смеситель пользуется широкой популярностью среди разработчиков-радиолюбителей, а его коммерческий «двойник» SBA-1 распостранён ещё более широко, поэтому и был выбран для данного исследования.

По условиям тестирования уровень сигнала гетеродина частотой 10 МГц составлял требуемые +7 dBm, а на другой вход смесителя поступали два сигнала с частотами 500 кГц и 510 кГц. Эти частоты были выбраны исходя из рабочего диапазона частот смесителя SBL-1 и так же будут использоваться для последующего сравнительного тестирования других схем смесителей.

Качественные параметры смесителя SBL-1 иллюстрирует рис.2, а их численные значения сведены в табл.1.

Интермодуляционные искажения кольцевого диодного смесителя SBL-1.

Рис.2. Интермодуляционные искажения кольцевого диодного смесителя SBL-1, 10 dBm/дел.

Это объективно типичные характеристики кольцевого диодного смесителя класса I, но, как будет показано ниже, более высокие уровни IIP3— и P1dB-параметров могут быть достигнуты при значительно меньшей мощности сигнала гетеродина в активном смесителе, построенном на базе двух усилителей с отрицательной обратной связью.

Табл.1.

Сигнал Частота Уровень
Входные сигналы:
f1 500 кГц -9 dBm
f2 510 кГц -9 dBm
Сигнал гетеродина:
fLO 10 МГц +7 dBm
Выходные сигналы:
fLO+f1 10500 кГц -14 dBm
fLO+f2 10510 кГц -14 dBm
fLO+2f1-f2 10490 кГц -56 dBc
fLO+f1-2f2 9480 кГц -56 dBc
Gain -5 dB
IIP3 +19 dBm
P1dB -4.5 dBm

Смеситель на мощных ключевых полевых транзисторах с изолированным затвором (MOSFET)

Кольцевой смеситель на мощных полевых транзисторах с изолированным затвором.

Рис.3. Кольцевой смеситель на мощных полевых транзисторах с изолированным затвором.

В высококачественных кольцевых смесителях вместо диодов используются ключевые полевые транзисторы с изолированным затвором (MOSFET). Типовая схема такого смесителя представлена на рис.3.

Для смесителей этого типа характерна точка пересечения по продуктам интермодуляции 3-го порядка (input intercept points — IIP3) выше +40 dBm, но ценой очень высокого уровня мощности сигнала гетеродина, обычно +17 dBm и выше, что на практике часто мешает их применению в портативной радиоаппаратуре. Однако по своим характеристикам он превосходит кольцевой диодный смеситель класса III.

В профессиональной и радиолюбительской литературе8,9,10,11,12,13,14 очень широко обсуждается тема построения кольцевых смесителей на мощных ключевых полевых транзисторах и довольно затруднительно уделить этой теме достаточно внимания не отвлекаясь собственно от цели данной статьи.

Смеситель по схеме «транзисторное дерево»

На рис.4 приведена функциональная схема смесителя типа «транзисторное дерево». Первоначально запатентованный в 1966-м году Ховардом Джонсом (Howard Jones) как синхронный детектор15, этот очень популярный активный смеситель известен больше как «Джильбертовская ячейка» (Gilbert Cell), в соответствии с более поздним патентом и использованием этой схемы в качестве базовой при построении аналоговых перемножителей16. Этот смеситель по своему построению является производной семейства ламповых синхронных демодуляторов17.

Джильбертовская ячейка.

Рис.4. Смеситель по схеме «транзисторное дерево», известный также как «Джильбертовская ячейка» (Gilbert Cell).

Здесь входной сигнал промежуточной частоты (IF) через трансформатор T2 противофазно управляет дифференциальным источником тока на транзисторах VT2 и VT5. Для стабилизации коэффициента преобразования смесителя в широком диапазоне уровней входного сигнала, а также для снижения влияния нелинейности транзисторов VT2 и VT5 в эмиттеры и между ними включены резисторы последовательной отрицательной обратной связи по току R4..R6.

Выходные токи дифференциального источника тока, то есть коллекторные токи транзисторов VT2 и VT5, противофазно коммутируются транзисторами дифференциальных пар VT1:VT3 и VT4:VT6, попеременно переключаемыми в состояние «ВКЛ.» и «ВЫКЛ.» сигналом, подаваемым с гетеродина LO через трансформатор T1. Коллекторы транзисторных пар взаимно крест-накрест соединены, поэтому, благодаря суммированию токов на резисторах нагрузки R3 и R7, сигналы гетеродина и промежуточной частоты подавляются, а продукты их смешения, в том числе полезный радиосигнал RF, выделяются на первичной обмотке трансформатора T3.

С целью проверки характеристик показанный на рис.4 смеситель был собран на производимой фирмой Harris микросхеме CA3054 (теперь её производит фирма Intersil — прим. переводчика), содержащей два идентичных дифференциальных усилителя. При напряжении питания равном +12 В и сопротивлении резисторов R4..R6 равном 100 Ом (использовалась резисторная сборка из трёх резисторов) напряжение на базах транзисторов VT2 и VT5 было установлено равным +2.1 В, при этом коллекторный ток смещения этих транзисторов составил 15 мА. Напряжение на базах транзисторов VT1, VT3, VT4 и VT6 было установлено равным +4.7 В. Таким образом рабочая точка транзисторов VT2 и VT5 оставалась на линейном участке их характеристики во всём диапазоне уровней входного сигнала18. Все трансформаторы T1, T2 и T3 содержали по четыре витка трифилярной обмотки на сердечнике типа Fair-Rite 2843-002-402 (бинокуляр-трансфлюктор). При соотношении обмоток 1:1:1 входные и выходной импедансы смесителя составляют 50 Ом.

Условия тестирования смесителя были такими же, как и для кольцевого диодного смесителя, за исключением уровня сигнала гетеродина, который составлял 0 dBm (1 мВт). Этот уровень был установлен для всех рассматриваемых в данной статье активных смесителей, вполне удовлетворительно работающих и при таких низких уровнях сигнала гетеродина как -6 dBm (0.25 мВт).

Рис.5 и табл.2 иллюстрируют качественные характеристики смесителя по схеме «транзисторное дерево». Точка компрессии P1dB характеристики такого смесителя расположена выше, чем у кольцевого диодного смесителя, а точка пересечения по интермодуляционным составляющим 3-го порядка (IIP3) — ниже. Однако, несмотря на тот факт, что требуемый для работы смесителя типа «транзисторное дерево» уровень сигнала гетеродина существенно ниже чем для кольцевого диодного смесителя, его качественные характеристики по уровню интермодуляционных искажений уступают кольцевому диодному смесителю незначительно.

Интермодуляционные искажения смесителя по схеме 'джильбертовская ячейка'.

Рис.5. Интермодуляционные искажения смесителя по схеме «транзисторное дерево», 10 dBm/дел.

Табл.2.

Сигнал Частота Уровень
Входные сигналы:
f1 500 кГц -7 dBm
f2 510 кГц -7 dBm
Сигнал гетеродина:
fLO 10 МГц 0 dBm
Выходные сигналы:
fLO+f1 10500 кГц -5.5 dBm
fLO+f2 10510 кГц -5.5 dBm
fLO+2f1-f2 10490 кГц -42.5 dBc
fLO+f1-2f2 9480 кГц -42.5 dBc
Gain -1.5 dB
IIP3 +17.5 dBm
P1dB +4.5 dBm

Долгое время считалось, что основным препятствием для получения в смесителе по схеме «транзисторное дерево» более высоких характеристик по уровню вносимых интермодуляционных искажений являются управляющие транзисторы VT2 и VT5, работающие как управляемые напряжением источники тока.19,20 Для коррекции этого недостатка успешно использовался ряд методов, описанных в литературе.19,21,22 Но все эти методы игнорируют другие источники интермодуляционных искажений, такие как нелинейность коэффициента передачи тока hfe управляющих транзисторов, а также нелинейность характеристик четырех переключающих их ток транзисторов VT1:VT3 и VT4:VT6. Эти недостатки могут быть преодолены применением цепи комбинированной последовательно-параллельной отрицательной обратной связи (series/shunt feedback), охватывающей все транзисторные узлы смесителя, по аналогии с транзисторными усилительными каскадами.

Усилитель с комбинированной последовательно-параллельной отрицательной обратной связью (series/shunt feedback)

На рис.6 приведена схема транзисторного усилителя с комбинированной последовательно-параллельной отрицательной обратной связью (ООС).

Транзисторный усилительный каскад с комбинированной последовательно-параллельной отрицательной обратной связью.

Рис.6. Транзисторный усилительный каскад с комбинированной последовательно-параллельной отрицательной обратной связью.

Последовательная ООС (series feedback) образована резистором R2, включенным в эмиттерную цепь транзистора VT1. Параллельная ООС (shunt feedback) образована резистором R1, включенным между коллектором и базой транзистора VT1.

Входное и выходное сопротивление такого усилителя определяется соотношением23,24:

[1]

а коэффициент усиления по мощности:

[2]

Такая топология отрицательной обратной связи позволяет простыми средствами повысить линейность транзисторного усилителя и, кроме того, легко реализуема в схеме смесителя типа «транзисторное дерево».

Линеаризованный активный смеситель с ООС (вариант 1)

Схема линеаризованного активного смесителя по схеме «транзисторное дерево», охваченного глубокой ООС, приведена на рис.7. Первый линеаризованный «усилитель» с комбинированной последовательно-параллельной ООС образован путем включения отдельных резисторов параллельной ООС (shunt feedback) R2:R3 между коллекторами транзисторов ключевой транзисторной пары VT1:VT3 и базой управляющего транзистора VT2 через развязывающий конденсатор C1. Последовательная ООС (series feedback) образована цепью из трех резисторов R5:R9:R13. В результате «усиливаемый» сигнал промежуточной частоты IF, который подавляется в базовой схеме «транзисторного дерева», здесь выделяется как синфазный на резисторах нагрузки и через цепь параллельной ООС R2:R3:C1 подается в базу управляющего транзистора VT2. В то же время сигналы гетеродина LO и результирующей радиочастоты RF на базе транзистора VT2 подавляются. Таким образом схема работает как усилитель только для сигнала промежуточной частоты IF, и поскольку цепь комбинированной последовательно-параллельной ООС охватывает все три транзистора, то вносимые ими искажения, обусловленные их нелинейностью, компенсируются.

Схема линеаризованного активного смесителя (вариант 1).

Рис.7. Схема линеаризованного активного смесителя (вариант 1).

Аналогично вторая транзисторная пара VT4:VT6 со вторым управляющим транзистором VT5 и соответствующими цепями параллельной и последовательной ООС образуют второй линеаризованный «усилитель». Заметим, что три резистора R5:R9:R13 играют ту же роль, что и резистор R2 в схеме на рис.6 и выражениях [1] и [2].

Выходной трансформатор T3 подключен к коллекторам транзисторов транзисторных пар VT1:VT3 и VT4:VT6 через четыре 100-омных резистора R7:R8:R10:R11 таким образом, что сигналы с частотой гетеродина LO и промежуточной частоты IF на его первичной обмотке подавляются и на выходе смесителя присутствуют только продукты их смешения.

Для тестирования линеаризованного таким образом активного смесителя была собрана схема из таких же элементов, что и предыдущая схема смесителя, с теми же режимами по постоянному току. При сопротивлении резисторов параллельной ООС R2, R3, R15 и R16 равном 330 Ом входное и выходное сопротивление обоих «усилителей» было примерно по 100 Ом, а усиление каждым «усилителем» сигнала промежуточной частоты IF составило около +6.7 dB.

Интермодуляционные искажения линеаризованного активного смесителя (вариант 1).

Рис.8. Интермодуляционные искажения линеаризованного активного смесителя (вариант 1), 10 dBm/дел.

Табл.3.

Сигнал Частота Уровень
Входные сигналы:
f1 500 кГц -3 dBm
f2 510 кГц -3 dBm
Сигнал гетеродина:
fLO 10 МГц 0 dBm
Выходные сигналы:
fLO+f1 10500 кГц -10 dBm
fLO+f2 10510 кГц -10 dBm
fLO+2f1-f2 10490 кГц -49 dBc
fLO+f1-2f2 9480 кГц -49 dBc
Gain -7 dB
IIP3 +21.5 dBm
P1dB +5.5 dBm

Приведенные на рис.8 и в табл.3 результаты тестирования показывают, что, по сравнению с рассмотренным ранее смесителем типа «транзисторное дерево», схема которого изображена на рис.4, собранный по приведенной на рис.7 схеме линеаризованный активный смеситель с комбинированной ООС имеет более высокие характеристики по уровню вносимых интермодуляционных искажений и превосходит кольцевой диодный смеситель SBL-1 фирмы Mini-Circuits при существенно меньшем уровне сигнала гетеродина LO. Несколько страдает точка компрессии P1dB, — это вызвано неполным подавлением сигнала гетеродина LO на коллекторах транзисторов VT1:VT3 и VT4:VT6, что приводит к слишком раннему их насыщению. Происходит это из-за четырех 100-омных резисторов R7:R8:R10:R11 в перекрестии между коллекторами этих транзисторов, тогда как в смесителе «транзисторное дерево» на рис.4 соответствующие коллекторы транзисторов соединены друг с другом непосредственно и сигнал гетеродина на них подавляется практически полностью. Кроме того, эта цепь из резисторов вносит излишнее затухание выходного сигнала — около 6 dBm. Этого недостатка удалось избежать путем совмещения выходных сигналов смесителя не на резисторах, а с помощью так называемого «гибридного» трансформатора.

Совмещение сигналов с помощью «гибридного» трансформатора

Гибридные трансформаторы25,26,27 (известные также как мостовые трансформаторы или симметричные трансформаторы) ранее широко применялись в телефонных усилителях, но с использованием соответствующих ферромагнитных материалов легко нашли свое применение и в высокочастотных схемах.

В схеме на рис.9 гибридный трансформатор используется для выделения разностного сигнала из двух сигналов с синфазной составляющей. Имеющие синфазную составляющую сигналы подаются на противоположные выводы первичной обмотки трансформатора, которая имеет отвод от середины и изолирована от вторичной. При таком включении синфазная составляющая появляется на средней точке первичной обмотки трансформатора, а разностный сигнал выделяется на его вторичной обмотке. Происходит это потому, что ток в первичной обмотке протекает только при разном потенциале на противоположных выводах обмотки.

Выделение разностного сигнала при помощи трансформатора.

Рис.9 Выделение разностного сигнала при помощи «гибридного» трансформатора.

Пусть первичная и вторичная обмотки такого трансформатора имеют по 2N и M витков соответственно. Тогда для согласования с нагрузкой значения сопротивлений в схеме на рис.9 должны быть связаны следующими соотношениями:

[3]

[4]

Использование для совмещения выходных сигналов в схеме смесителя на рис.7 цепи из четырех резисторов R7:R8:R10:R11 привело к уменьшению коэффициента передачи смесителя на 6 dBm. Применение для той же цели гибридного трансформатора сводит эти потери на нет, поэтому, говоря о такой топологии схемы, часто используют термин «lossless» (т.е. «без потерь» или «без затуханий»).

Линеаризованный активный смеситель без потерь полезного сигнала (вариант 2)

На рис.10 приведена схема линеаризованного активного двухбалансного смесителя, в котором для совмещения выходных сигналов применена lossless-топология с использованием гибридных высокочастотных трансформаторов. Схема содержит два одинаковых балансных активных смесителя, поэтому достаточно рассмотреть работу одного из них.

Линеаризованный активный смеситель (вариант 2).

Рис.10. Линеаризованный активный смеситель (вариант 2).

Для начала представим себе, что смеситель в целом нагружен по выходу RF на сопротивление нагрузки RL (на схеме не показан). Тогда приведенное значение сопротивления нагрузки для каждого из составляющих его балансных смесителей будет равно 2RL. При этом, если обмотки гибридных трансформаторов T3 и T4 выполнены с соотношением количества витков 1:1:1, то сопротивление в средней точке их первичной обмотки также будет составлять 2RL, а сопротивление на концах этой обмотки будет равно 4RL.

Периодическое противофазное переключение транзисторов VT1 и VT3 сигналом гетеродина LO модулирует коллекторный ток транзистора VT2, создавая тем самым дифференциальный сигнал в первичной обмотке трансформатора T3. Сопротивление нагрузки в коллекторной цепи транзистора VT2 — величина постоянная, эквивалентная параллельно соединенным сопротивлениям в коллекторных цепях транзисторов VT1 и VT3 и равная сопротивлению в средней точке гибридного трансформатора, т.е. 2RL. Таким образом и в этой схеме можно реализовать «усилитель» с комбинированной последовательно-параллельной ООС (series/shunt feedback).

Предположим, что вторичные обмотки обоих выходных гибридных трансформаторов друг от друга отсоединены и нагружены каждая на свое сопротивление нагрузки. В этом случае напряжения на коллекторах четырех транзисторов VT1, VT3, VT4 и VT6 определяются соответственно выражениями [5], [6], [7] и [8]:

[5]

[6]

[7]

[8]

где:

AIF — амплитуда сигнала промежуточной частоты;
G — определяемый выражением [2] коэффициент усиления «усилителя»;
— значение частоты гетеродина;
— значение промежуточной частоты;
Ibias — коллекторный ток смещения транзистора VT2.

Крайнее правое слагаемое в равенствах [5] и [6] представляет собой дифференциальный сигнал несущей гетеродина в первичной обмотке трансформатора T3. Он эквивалентен сигналу в первичной обмотке трансформатора T4, но противоположен по фазе (равенства [7] и [8]). Баланс этих двух сигналов, при соответствующем соединении вторичных обмоток этих двух трансформаторов (см. рис.10), обеспечивает эффективное подавление сигнала гетеродина и выделение продуктов смешения, в том числе полезного радиосигнала RF, на выходе смесителя. В идеальном случае (т.е. при отсутствии потерь) выражения, описывающие напряжения на коллекторах тех же четырех транзисторов, принимают следующий вид:

[9]

[10]

[11]

[12]

Восстановленные сигналы промежуточной частоты на средних точках первичной обмотки выходных гибридных трансформаторов T3 и T4 описываются выражениями:

[13]

[14]

а сигнал на выходе смесителя описывается выражением:

[15]

которое, при условии равенства M=N, принимает вид:

[16]

Схема для тестирования была собрана, опять таки, из таких же элементов, что и предыдущая схема смесителя, с теми же режимами по постоянному току. Два гибридных трансформатора T3 и T4 имели такую же конструкцию, что и входные трансформаторы T1 и T2, и при соотношении обмоток 1:1:1 содержали по четыре витка трифилярной обмотки на сердечнике типа Fair-Rite 2843-002-402. Поэтому входное и выходное сопротивление каждого из балансных смесителей составляло по 100 Ом. Соответственно, с учетом параллельного соединения вторичных обмоток трансформаторов T3 и T4, входное и выходное сопротивление смесителя составляет 50 Ом.

Тестировалась схема на рис.10 при тех же частотах и уровне сигнала гетеродина, что и предыдущая. Рис.11 и табл.4 иллюстрируют качественные показатели смесителя. В результате того, что уровень продуктов интермодуляции третьего порядка составил -53 dBc, точка пересечения IIP3 выходит соответственно на вполне удовлетворительный уровень +29.5 dBm. Также и точка компрессии P1dB поднялась до +10.5 dBm. Таким образом, использование в схеме гибридного трансформатора позволило сконструировать активный смеситель, соперничающий по своему низкому уровню интермодуляционных искажений с кольцевым диодным смесителем III-го класса, но требующий при этом гораздо меньшей мощности сигнала гетеродина.

Интермодуляционные искажения линеаризованного активного смесителя (вариант 2).

Рис.11. Интермодуляционные искажения линеаризованного активного смесителя (вариант 2), 10 dBm/дел.

Табл.4.

Сигнал Частота Уровень
Входные сигналы:
f1 500 кГц +3 dBm
f2 510 кГц +3 dBm
Сигнал гетеродина:
fLO 10 МГц 0 dBm
Выходные сигналы:
fLO+f1 10500 кГц 0 dBm
fLO+f2 10510 кГц 0 dBm
fLO+2f1-f2 10490 кГц -53 dBc
fLO+f1-2f2 9480 кГц -53 dBc
Gain -3 dB
IIP3 +29.5 dBm
P1dB +10.5 dBm

Чувствительность к реактивной нагрузке

Такой аспект оценки качества смесителей, как чувствительность к частотнозависимой нагрузке, требует специального рассмотрения. При разработке радиопередающей и радиоприемной аппаратуры для подавления зеркальных и паразитных каналов при преобразовании частоты чаще всего все-таки требуется фильтрация выходного сигнала смесителя, например, с помощью фильтра сосредоточенной селекции. Кольцевые диодные смесители и кольцевые смесители на мощных полевых транзисторах с изолированным затвором (MOSFET) печально известны своей чувствительностью к сопротивлению нагрузки и требуют тщательного согласования с ней, и в то же время в активных смесителях в самом худшем случае несогласованной нагрузки высокое внутреннее сопротивление активного смесителя гасит амплитуду нежелательных сигналов.

Ввиду вышесказанного был собран полосовой фильтр сосредоточенной селекции с центральной частотой 10.7 МГц и полосой пропускания 500 кГц, схема которого приведена на рис.12. Измеренное собственное затухание фильтра составило 5.5 dB и учитывалось в результатах последующих измерений.

Полосовой фильтр на 10.7 МГц для проверки смесителей на чувствительность к реактивной нагрузке.

Рис.12. Полосовой фильтр на 10.7 МГц для проверки смесителей на чувствительность к реактивной нагрузке.

Из приведенных в табл.5 результатов измерений видно, что кольцевой диодный смеситель SBL-1 в самом деле очень чувствителен к подключению на его выходе вместо чисто активной согласованной нагрузки узкополосного фильтра промежуточной частоты: точка пересечения по продуктам интермодуляции третьего порядка IIP3 при этом падает на 11.5 dB, а точка компрессии P1db на 3 dB. Активные смесители, все без исключения, показали по существу меньшую чувствительность к частотнозависимой нагрузке, точка компрессии P1db при этом осталась на прежнем месте, а точка пересечения по продуктам интермодуляции третьего порядка IIP3 упала не более чем на 1 dB во всех трех случаях.

Табл.5.

Кольцевой диодный смеситель
SBL-1
Активный смеситель по схеме «транзисторное дерево» Линеаризованный активный смеситель с ООС
(вариант 1)
Линеаризованный активный смеситель с ООС
(вариант 2)
Согласованная активная нагрузка:
P1db -4.5dBm +4.5dBm +5.5dBm +10.5dBm
IIP3 +19dBm +17.5dBm +21.5dBm +29.5dBm
Полосовой фильтр на рис.12 в качестве нагрузки:
P1db -7.5dBm +4.5dBm +5.5dBm +10.5dBm
IIP3 +7.5dBm +16.5dBm +20.75dBm +28.5dBm

В полученных результатах нет ничего удивительного. В случае с кольцевым диодным смесителем энергия сигнала с ненагруженного выхода отражается обратно в диодную схему, где она может затем взаимодействовать с нелинейностью диодных переходов. И напротив, отраженная обратно в активный смеситель энергия сигнала гасится в сопротивлениях нагрузки переключающих транзисторов, а нелинейные переходы база-эмиттер оказываются изолированными из-за малых коэффициентов обратной передачи тока транзисторов.

Заключение

Итак, активный смеситель с цепью комбинированной последовательно-параллельной ООС показал такие качественные характеристики, которые являются желательными и при разработке высококачественных радиочастотных приемопередающих систем. Дальнейшие усовершенствования, включая использование альтернативных топологий отрицательной обратной связи, имеющее целью улучшение шумовой характеристики смесителя, позволят получить смеситель с очень широким динамическим диапазоном, не требующий чрезмерных уровней мощности от гетеродина.

©Christopher Trask, 1998.

Перевод ©Задорожный Сергей Михайлович, 2006г.

Литература:

  1. Trask, Chris, «Feedback Technique Improves Active Mixer Performance»; RF Design, September 1997.
  2. Patent pending.
  3. Belevitch, V., «Non-Linear Effects in Ring Modulators»; Wireless Engineer, Vol.26, May 1949, p.177.
  4. Tucker, D. G., «Intermodulation Distortion in Rectifier Modulators»; Wireless Engineer, June 1954, pp.145-152.
  5. Gardiner, J.G., «An Intermodulation Phenomenon in the Ring Modulator»; The Radio and Electronics Engineer, Vol.39, No.4, April 1970, pp.193-197.
  6. Walker, H.P., «Sources of Intermodulation in Diode-Ring Mixers»; The Radio and Electronics Engineer, Vol.46, No.5, May 1976, pp.247-253.
  7. Maas, Stephen A., «Two-Tone Intermodulation in Diode Mixers»; IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, Vol.MTT-35, No.3, March 1987, pp.307-314.
  8. Evans, Arthur D.(ed), «Designing with Field-Effect Transistors»; McGraw-Hill/Siliconix, 1981.
  9. Rohde, Ulrich L., «Recent Developments in Circuits and Techniques for High-Frequency Communications Receivers»; Ham Radio, April 1980, pp.20-25.
  10. Rohde, Ulrich L., «Key Components of Modern Receiver Design»; QST, May 1994, pp.29-31 (pt.1), June 1994, pp.27-31 (pt.2), July 1994, pp.42-45 (pt.3).
  11. Rohde, Ulrich L., «Recent Advances in Shortwave Receiver Design»; QST, November 1992, pp.45-55.
  12. Rohde, Ulrich L., «Performance Capability of Active Mixers»; Ham Radio, March 1982, pp.30-35 (pt.1), April 1982, pp.38-44 (pt.2).
  13. Rohde, Ulrich L., «Performance Capability of Active Mixers»; Proceeding WESCON 81, pp.24/1-17.
  14. Rohde, Ulrich L. and T.T.N. Bucher, «Communications Receivers: Principles and Design, 1st ed.»; McGraw-Hill, 1988.
  15. Jones, Howard E., «Dual Output Synchronous Detector Utilizing Transistorized Differential Amplifiers»; U.S.Patent 3.241.078, 15 March 1966.
  16. Gilbert, Barrie, «Four-Quadrant Multiplier Circuit»; U.S.Patent 3.689.752, 5 September 1972.
  17. Schuster, N.A., «A Phase-Sensitive Detector Circuit Having High Balance Stability»; The Review of Scientific Instruments, Vol.22, No.4, April 1951, pp.254-255.
  18. Sullivan, Patrick J. and Walter H. Ku, «Active Doubly Balanced Mixers for CMOS RFICs»; Microwave Journal, October 1997, pp.22-38.
  19. Chadwick, Peter, «The SL6440 High Performance Integrated Circuit Mixer»; WESCON 1981 Conference Record, Session 24, pp.2/1-9.
  20. Chadwick, Peter, «More on Gilbert Cell Mixers»; Radio Communications, June 1998, p.59.
  21. Heck, Joseph P., «Balanced Mixer With Improved Linearity»; U.S. Patent 5.548.840, 20 August 1996.
  22. Gilbert, Barrie, «The MICROMIXER: A Highly Linear Variant of the Gilbert Mixer Using a Bisymmetric Class-AB Input Stage»; IEEE Journal of Solid-State Circuits, Vol.32, No.9, September 1997, pp.1412-1423.
  23. Meyer, Robert G., Ralph Eschenbach, and Robert Chin, «Wide-Band Ultralinear Amplifier from 3 to 300 MHz»; IEEE Journal of Solid-State Circuits, Vol. SC-9, No. 4, Aug 1974, pp. 167-175.
  24. Ulrich, Eric, «Use Negative Feedback to Slash Wideband VSWR», Microwaves, October 1978, pp. 66-70.
  25. Gross, Tom, «Hybrid Transformers Prove Versatile in High-Frequency Applications», Electronics, March 3, 1977, pp. 113-115.
  26. Sartori, Eugene F., «Hybrid Transformers», IEEE Transactions on Parts, Materials, and Packaging (PMP), Vol. PMP-4, No. 3, September 1968, pp.59-66.
  27. Bode, Hendrik W., «Coupling Networks», U.S. Patent 2,337,965, December 28, 1943.
  28. Yousif, A.M. and J.G. Gardiner, «Distortion Effects in a Switching-Diode Modulator with Tuned Terminations», Proceedings of the IEE, Vol. 119, No. 2, February 1972, pp. 143-148.

Original text:

Trask, Chris, “A Linearized Active Mixer”, Proceedings RF Design 98, San Jose, California, October 1998, pp. 13-23. Скачать >>